Group a gone in a Picosecond
Yüklə 185,18 Kb.
|
- Bu səhifədəki naviqasiya:
- Capturing Reflected Waveforms
- Beamforming Through Post-Processing at the Receiver
- Pulse-Based Secure Communication
- Precision Time Transfer and Localization
- PİKOSANİYELİK KAYNAKLAR LAZER ESASLI TEKNİKLER
- Lazer İçermeyen, Tam Elektronik Terahertz Kaynakları
- Osilatör Tabanlı Sürekli Dalga Tasarımları
- Doğrudan Dijital Dürtüye
- Doğrudan Dijital Dürtüler
3-D Radar Imaging In a pulse-based imaging system,an array of radar transmitters fires pulses such that they arrive at a desired location in 3-D space at the same time .When an object is in that location, the combined pulses produce a strong reflections. An array of pulse receivers synchronized with the transmitter array is used to detect these reflections and calculate the location of the object in 3-D space. To demonstrate this concept, a synthetic aperture is formed by a 9*9 array. A single radiator is moved to 81 locations, and a sampling oscilloscope connected to custom printed circuit board antenna is used to capture the impulses reflected from multiple objects. With a grid spacing of 5 mm, an effective aperture size of 4 cm * 4 cm is achieved. As shown in Figure 16, the whole imaging system consist of an impulse-radiating chip, a two-dimensional (2-D) travel stage, a custom-designed impulse receiving antenna, and a sampling oscilloscope. A four-step methodology is applied to perform 3-D imaging using a synthetic impulse-radiating array. As illustrated in Figure 17, the synthetic array is located on the XY plane. Capturing Reflected Waveforms A 2-D traveling stage moves the impulse radiator to construct a synthetic array. At the location of each element, the reflected waveforms from the targets are captured by the receiver antenna and then saved for further digital signal processing. After completing data acquisition at a fixed location, the 2-D traveling stage moves the impulse radiator to the location of next element; then, the same data-acquisition operation is performed until a complete synthetic array is formed. (Ending - Ahmed DÖNMEZ - 141024008) (Beginning - Halis KILIÇ - 141024042) Beamforming Through Post-Processing at the Receiver The impulses radiated from different elements in the synthetic array travel different distances to a certain point P (x, y, z) in the 3-D space. Therefore, the radiated impulses from all elements in the synthetic array can be aligned at point P when the appropriate time delays are added to the radiated impulses. Alternatively, these delays can be added at the receiver during post-processing. In our experiment, because a synthetic transmitter array is used, beamforming is done by post-processing the received waveforms. Time-Domain Processing Based on time-of-flight information, the received waveforms reflected from point P are filtered in time and saved. The image-pixel intensity of point P is chosen as the maximum amplitude of the saved waveform. As demonstrated in Figure 17(c), if there is no object at point P, the image-pixel intensity of point P is a negligible number (noise) because no reflection happens at point P. If there is an object at point P, the image-pixel intensity of point P becomes a large number proportional to the reflection coefficient of an object located in point P. Producing 3D Images As shown in Figure 17(d), a 2-D cross section can be generated by scanning point P on an image plane, which is defined as a finite XY plane with a fixed Z coordinate. The 3-D images are generated by varying the value of the Z coordinate of the image plane. Several objects are used to demonstrate the capability of the 3-D imaging array. These objects include a small cylindrical aluminum foil, two spaced cylindrical aluminum foils, and a large ring covered by an aluminum foil. The chip in [26] emits 60-ps impulses with a repetition period of 3 ns. The objects are located at a distance of 15 cm (Z = 25cm ) from the synthetic array. By post-processing the received waveforms from 81 locations, 3-D images are generated. As shown in Figure 18, at Z = 20 cm, no object is detected. At Z = 25 cm, which is the exact Z-coordinate of the object, Unlike prior work [39], [40], these high-resolution images are produced without using any lenses or reflectors. Gas Spectroscopy Terahertz spectroscopy using frequency combs has become an effective technique for identifying gas molecules [41], [42]. This technique can be used to detect the absorption lines in gases caused by transitions between rotational states in the terahertz spectral range. In this experiment, a frequency comb is produced by a train of 5.4-ps impulses. Then, the repetition rate of the impulse train is varied to sweep the frequency tones and perform broadband terahertz gas spectroscopy [43]. Figure 19 illustrates a setup used for performing gas spectroscopy. In this experiment, a D2I chip as shown in Figure 11 radiates 5.4-ps impulses and a Virginia Diodes harmonic mixer (WR-1.5) coupled with a Keysight signal analyzer. (N9030A) is used to receive the impulses. Figure 20 shows the absorption spectrum of ammonia gas with a 1% concentration in two different pressure levels. These results match with the expected absorption line of NH3 gas at 572 GHz.
In conventional wireless communication systems, information is generated by a single transmitter at a single location in space. In this case, the information is broadcast in space ,with directionality defined by the directivity of the transmitting antenna. A beamforming techniqe is used to concentrate power in a specific region ; however, the information is still radiated everywhere in space . An eavesdropper equipped with a sensitive receiver looking at one of the side lobes of the radiation pattern can still receive signals and decode information. To secure the communication channel at the physical layer the concept of near-field direct-antenna modulation or directional modulation was introduced [44]-[46]. In this schemes, the information was jointly generated and broadcast by diffrent antennas, such that the time domain signal integrity is preserved at the direction of transmission. This prevents an eavesdropper from capturing the transmitted data outside an information beamwidth. In these schemes, instead of transmitting complete symbols from a single antenna, semi-symbols are transmitted from multiple antennas such that they combine to from a complate symbol at a specific direction in space. In other words , these schemes use joint spatial coding to produce correct symbols only at a desired direction in space..This concept is further explained in the next section. Joint Spatial Coding In an architecture that uses joint spatial coding, multiple transmitting antennas are tightly synchronized at the symbol level to generate information at a single point (or direction) in space. A receiver present at this point receives the correct transmitted symbol and decodes the information. Receivers located at all other points in space receive corrupted symbols . The concept of joint spatial coding is illustrated in Figure 21. Let the complete time-domain symbol be represented by Sorig(t). This complete time-domain symbol can be divided into two semi-symbols, S1 (t) and S2 (t), such that Sorig(t)=S1(t)+S2(t) .The signal S1(t) is generated by the first transmitter Tx1 and S2(t) is generated by the second transmitter Tx2. (Ending - Ferhat ADIN - 141024003) (Beginning -Salah Eddine ZEGRAR - 141024085) Let x1 and x2 be the propagation delays from Tx1 and Tx2 to a point P in space, respectively. The signal received at any point in space is given by s1 (t -x1) +s2 (t -x2) . A point P in space equidistant from these two transmitters will receive the transmitted signal at the same time and recover the original transmitted signal sorig (t) after a delay. However, if point P is not equidistant from all the transmitters, their signals will arrive at different times and produce a distorted time-domain waveform at point P. Inspired by the aforementioned joint spatial coding, as shown in Figure 21, Tx1 and Tx2 transmit a ramp-modulated impulse train to a receiver that is equidistant from the transmitters. For a nonequidistant receiver, however, the received data are corrupted, which makes pulse-based communication spatially secure. In this application, the ability to produce shorter pulses reduces the information beamwidth and makes the channel more secure. In Figure 22, the error rate is plotted in an experiment where the distance of two transmitters is 120 cm and the duration of the radiated pulses is 200 ps. In this experiment, an information beamwidth of 4° is achieved [47]. Precision Time Transfer and Localization Traditionally, an energy detector is used to detect ultrashort pulses. Most energy detectors are diodebased and have several drawbacks. These detectors detect the energy of the input signal irrespective of its shape or type, thus making them waveform nonselective. Moreover, in these detectors the timing accuracy is limited by the pulsewidth and not the pulse jitter, as illustrated in Figure 23. A waveform-selective, zero-crossing detector is reported that uses the main zero-crossing of the pulse to generate the timing signal [30]. In this architecture, the incoming signal is divided into three paths: the first path detects the rising edge of the pulse, the second path detects the falling edge of the pulse, and the third path detects all the zero-crossings. A high-speed ANDgate- equivalent circuitry is used to mask all the false zero-crossings from the main zero-crossing. This architecture is fabricated in a 130-nm SiGe BiCMOS process and used to detect 80 ps with a jitter of less than 100 fs. The chip was also used to measure the distance with an accuracy of 30 nm [30]. Figure 24 shows the chip micrograph of the zero-detectors. (Ending -Salah Eddine ZEGRAR - 141024085) (Başlangıç - Mohammed ALABADSA - 151024081) Gone in a Picosecond Elektromanyatık dalgaların üretimi ve keşf etmesi geçen 120 yılda çok gelistirilmis, 1890 yilinda Gugliemo Markoni Kıvılcım aralığı vericisi kullanarak kablosus telegraf sestemi kurmuş, bu sistemde, bir kondunsator yüksek bir dc voltaj ile şarj edilmeş, onunla parallel olarak bobin, diğer kondunsator ve bir antene ile bağlanmiş, ilk kondunsatordeki voltaj bozulma girilimi ulastığı zamanda, aralıktaki hava inoze ediliyor ve ounu direci azalaniyor, bu halde parallel compinasiyonda çok büyük bir basamak voltaji etkiliyor ve havadaki antene kondansatordaki depolanan dc enerji megahertz şidetinde aralıgında sönümlü salınıma çeveriyor. Elektromanyatık dalgaların üretiminin teknolijilerin geleştermesi devam edilldi, 1920'de Vakum tüpleri üretilmiş, bu vakum tüpleri ile salınım sinyalleri megehertz şideti sahıbı olan aralığında küvetlendirebilir, ve kafi bir bant genisligi ses senyelleri trensfer etmek için temin ediyor. İkinci savaş basladığında radar uygulamalari çok ilgi çekti, uçaklar keşf etmek için mikrodalgalarda darbeli radarları geliştirilmiş, bu uygulamada kısa darbeli dalgalar uzun darbeli olanlardan tercih ediliyordu çünkü uçağın parçalarından yansıtan kısa darbeli dalgaları farklı zamanlarda ulasıyor, bundan hedefi daha kolay tehdid ediliyor. Bugünkü Elektromanyatık dalgaların teknolojileri... 20. yüzyilin 2. kısımın isnasında, transistorlar ve entegre devrelerin ve Hücresel şebekenin üretildiğinden dolayı, gigahertz şideti sahıbı olan aralıkta elektromanyatık dalgaların üretmesi çok azaltı, Hücresel şebekenin non-line-of-sight(NLOS) ve yüksek frekansi özelliğinden dolayı ileteşim kanalari kullancıların arasındakı müdahaleler azaltmak için frekans aralıkta ayrılanmış. geçen onyılda elektromanyatık teknolojileri çok gelistirilmis, dedektör teknolojileri gelismelerindan dolayı ve kablosuz bilgiyi gereği yükseltiği için, milimetrelik dalgalara ve terehertz frekanslari yönelik ciddi anlamda bir geçiş ortaya cıkmıstır, ayrıca hızlı kablosuz iletişim ve başka uygulamalar mm-dalga ve terahertz frekans ile baglantı var örneğin güvenlik için Yüksek çözünürlüklü üç boyutlu (3D) fotografli radarlar, Otonom sürüs, Dokunulu akilli telefonlar, Patlayici tespit etmek için Spektrometreler. (Bitiş - Mohammed ALABADSA - 151024081) (Başlangıç - Enes HARMAN - 151024094) Elektromanyetik dalgalar içindeki mm dalgalar ve terahertz frekansları ve bunların kaynak / detektör teknolojileri onların RF ve mikrodalga muadillerine karşılık birkaç farklı anahtara sahiptir. İlk olarak, mm-dalga ve terahertz dalgalar, NLOS ortamlarında yüksek bir kayıp yaşarlar. Bu frekanslarda, vericiler son derece yönlendirici bir lazer ışını üretirler bu ışınlar LOS ta yol alarak alıcıya (ya da bir nesneye) gönderilir fakat NLOS kanalında büyük kayıp oluşur. İkinci olarak, antenlerin küçüklüğü ve düşük güç seviyelerinden dolayı, çok sayıda uyumlu iletim unsurları için güç yükseltici ve deliklerin etkinliğini arttırıcı geniş bantlı elektronik beamsteering gereklidir. Üçüncü olarak, temel osilatörlerdeki mm dalgalar ve terahertz aralığındaki frekans kararlılığının eksikliği ve mm dalga ve terahertz aralıklarındaki transistorlar düşük kazanç nedeniyle yüksek faz gürültüsü çekmektedir. Bu osilatörleri sabit bir referans sinyalini kilitlemek için, düşük frekanslı, güç tüketen bir faz kilit devresinin birçok bölücü kademeler ile donatılmış olması gerekir. Bu sorunları çözmek ve LOS mesafesi (ör. 100 m) üstündeki büyük bir veri oranını(saniyede birkaç yüz gigabayt) desteklemek için, sıkı senkronize edilmiş alıcılar ve vericilerin geniş düzenlerini 100 GHz üzerinde ani bant genişliği oluşturarak inşa edebilirsiniz. Bir başka yaklaşımda, birkaç piko saniyelik aralıklarla titreşim oluşturmak ve modülasyon genliği uygulamak gerekli veri hızına ulaştırır. Bu yaklaşımda beamsteering verici titreşimlerinin gecikmelerini başarılı bir şekilde tanımlayabilir. Son on yılda, kaynak / detektör teknolojilerindeki gelişmelere ve kablosuz veri talebinin hızla artması nedeniyle, milimetre dalga ve terahertz frekanslarına yönelik kayda değer bir kayma olmuştur. Günümüzde geniş bant titreşimlerini oluşturmak ve tespit etmek için femto saniye lazerler kullanılır. Bununla birlikte, lazer tabanlı sistemler büyüktür, düşük tekrarlama oranına sahiptir ve hassas optik hizalama çalışması gerektirir. Bu sorunun giderilmesi tamamen elektronik ve lazersiz yöntemle, piko saniyelik titreşimler üretmek ve tespit etmek ile mümkündür. Bu amaçla, biz bu makalede çoklu piko saniyelik kaynak teknolojisini, lazersiz tamamen elektronik bütünleşmiş devrelere dayanarak rapor ettik. Rapor edilen piko saniyelik kaynak teknolojileri devrede kullanılan transistorun frekans değeri 5 kattan büyük olduğunda 1 THz i aşan frekans tepesi oluşturabilir. 2 Hz den daha iyi geniş çizgiye sahip olarak üretilen terahertz tonları hassas zaman/frekans aktarımı ve yerleştirilmesinde kullanılabilir. Oluşturulan piko saniye titreşimlerin 200 fs'den daha iyi bir zamanlama titreşimine sahip olması,60 mn ya da daha iyi derinlik algılamasına fırsat verir. Yonga antenleri ile donatılmış detektörler, piko saniye titreşimleri yakalamak ve genliklerini ve tekrarlama frekanslarını çıkararak büyük bir mm dalga dizisinin kablosuz senkronizasyonunu sağlamak üzere tasarlanmıştır. PİKOSANİYELİK KAYNAKLAR LAZER ESASLI TEKNİKLER Piko saniye titreşimleri geleneksel olarak femtosaniye lazer ve foto-iletken antenden(PCA) oluşmaktadır. Bu prosedür, PCA deki iki elektrotun doğru akım gerilimi etkisini içerir, böylece yarıiletken materyal üzerinde elektriksel alan oluşturulur. Optik aydınlatmanı yokluğunda elektrik akımı olmamasına rağmen ultra kısa (~100 fs) optik titreşimler, elektron ve delikler oluşturur, bu da elektrik alandan dolayı akım üretir. Küçük geçiş bölgesi (birkaç mikron) ve kısa ulaşım süresi nedeniyle, bu teknik, piko saniyenin altında titreşimler üretebilir. Şekil 2'de gösterildiği gibi, bir PCA'nın lazer uyarımı, frekansları 1 THz üzerine ulaşan geniş bant piko saniye ışınım üretir. Geniş bant ışınımı benzer bir yöntemle tespit edilebilir. Bu durumda femtosaniye lazer titreşimi, PCA anten merkezine gelen örnek terahertz ışınında kullanılır.Kaynak / detektör PCA'lar ile bir femtosaniye lazerin uygulanmasına dayanan bu spektroskopiye terahertz zaman-alanı spektroskopisi (THz-TDS) denir. Geleneksel bir THz-TDS sisteminin çeşitli sakıncaları vardır. Hantal ve pahalı lazer gerektirir. Aynı zamanda, zaman alıcı bir optik hizalama gerektirir. Lazerin düşük bir tekrarlama hızı vardır ve bu da ortalama ışınım enerjisine dönüşür.
Geleneksel THz-TDS sistemi tek bir kaynak ve tek bir dedektör kullanır ve ışın yönlendirme yeteneği sağlamaz, görüntü üretmek için nesneyi mekanik olarak hareket ettirmelidir. Tüm dürtünün oluşturulması örnekleme zamanını değiştirmek için mekanik bir gecikme hattı gerekir.Mekanik gecikme hattı yavaş bir edinilmiş hıza dönüşür. Mekanik gecikme hattına alternatif bir çözüm, frekans kayma özelliğine sahip iki lazerli bir sistemdir. Örneklenmiş penceresinin(görüntü) kaydırılması için, iki lazerin tekrarlama hızında hafif bir farklılık vardır. Bu ayar, hacimsel mekanik hattı ortadan kaldırır, ancak pahalıdır Bu dezavantajların üstesinden gelmek için pikosaniye titreşim üretmek ve algılamak için lazersiz, tam elektronik bir yaklaşım gereklidir.
Terahertz spektroskopisi yapmak ve yüksek çözünürlüklü 3 boyutlu radar görüntüleri üretmek için, geniş frekans spektrumlarına sahip ultra kısa süreli dürtüler gereklidir. Yakın geçmişteki yayınlarda, 50 ps'den daha kısa dürtü genişliğine sahip silikon temelli geniş bant sinyal radyasyonu bildirilmiştir. Aşağıdaki bölümlerde bu tekniklerden bazıları gözden geçirilmiştir. Osilatör Tabanlı Sürekli Dalga Tasarımları Dürtüler voltaj kontrollü osilatörler (VCO'lar) değiştirilerek üretilebilir. Bununla birlikte, basitçe simetrik bir topolojiye sahip olan geleneksel bir VCO'nun devreye sokulması faz-belirsizlik sorunlarına yol açacaktır. Bu sorunu hafifletmek için [26] 'da bir asimetrik çapraz bağlı VCO önerilmiştir. Asimetrik VCO, giriş tetiğine kilitlenen deterministik bir başlangıç fazına sahip dürtüler üretebilir. Asimetrik çapraz çiftlenmiş çiftte, bir transistörün boyutu diğerinden büyüktür ve bu da deterministik bir başlangıç durumuna neden olur. Bir prototip çip, 30 GHz'lik bir asimetrik VCO ve bir çip üstü anten kullanan 130 nm silikon germanyum bipolarjonksiyonlu (BICMOS) tamamlayıcı metal oksit yarı iletken işlem teknolojisinde uygulanmaktadır. Çip, bir yarım dalga boyunda tam genişlikte parametrede 60 ps dürtü yayabilir. Ölçülen kombine dürtü dalgası, iki bireysel dürtünün radyatör tarafından yayılan iki dürtünün cebirsel toplamıyla hemen hemen aynıdır. Doğrudan Dijital Dürtüye [33] 'te bildirilen 8 ps'lik bir dürtü radyatörü, osilatörden daha az doğrudan dijital dürtü (D2I) topolojisinedayanıyor.Bu tasarımda, manyetik enerji dc akım taşıyan geniş bantlı, faz-lineer bir antende saklanır. Hızlı bir akım anahtarı Aniden, depolanan manyetik enerjiyi serbest bırakır, bir dijital giriş tetikleyicisinin yükselen / düşen kenarını bir dürtü ışınımına aktarır.Şekil 5, 8 ps D2I dürtü ışımı blok diyagramını ve şemasını göstermektedir. Bu devrede, 120 ps'lik bir yükselme zamanı olan bir dijital tetikleyici sinyali, çipin girişine ulaşmaktadır. Bir dizi dijital tampon, Sinyali 30 ps'ye çıkarır ve onu daha fazla amplifikasyon için bir güç amplifikatörüne gönderir. Kısa devre dürtülerini yaymak için tasarlanmış bir geniş bant yuvası yay anten, iki kutuplu bir anahtara bağlanır. Anahtarı açık konuma getirdiğinde, bir dc akımı anten enerjilendirir; güç yükselticisi anahtarı kapattığında, Anten dijital tetikleyici ile tutarlı ultra-dürtülü(darbeli) uyaranlar yayar. Bir iletim hattı tabanlı darbe eşleştirme ağı, her dürtünün enerjisini maksimize ederken süresini en aza indirir. Şekil 6, çip tarafından yayılan 8 ps darbesini rapor eder ve Şekil 7, 0.55 mm * 0.85 mm'lik bir alanı kaplayan çipin bir mikrografını gösterir.130 nmSiGe BICMOS prosesi ile imal edilmiştir. Çip, 20 mW'lık maksimum etkin izotropik ışıma enerjisi (EIRP) ile dürtü yayar.D2I mimarisi, osilatör tabanlı sürekli dalga tasarımlarına göre önemli avantajlar sunmaktadır. (Bitiş - Muammer Taha CEREN - 141024010) (Başlangıç - Serhat SEFER - 141024040) Doğrudan Dijital Dürtüler [33]'te bildirilen 8 piko saniyelik bir dürtü radyatörü doğrudan salınımsız dijital dürtüler (D2I) topolojisine dayanır. Bu tasarımda manyetik enerji, dc akım taşıyan lineer fazlı antende geniş bir bantta depolanır. Hızlı bir akım anahtarı depolanan manyetik enerjiyi aniden serbest bırakır, dijital giriş tetikleyicisinin yükselen/düşen kesitlerini bir dürtü radyasyonuna doğru aktarır. Şekil-5 8 piko saniyelik bir D2I dürtü radyatörünün blok diyagramını ve şematiğini gösterir. Bu devrede, 120ps yükselme süresi ile dijital tetikleme sinyali çipin girişine ulaşır. Bir grup dijital koruyucular yükselme süresini 30ps'ye düşürür ve sinyali daha fazla yükseltmek için güç yükselticilerine gönderir. Çok kısa dürtüler yaymak için tasarlanan geniş bant delikli bir bow tie anteni iki kutuplu bir anahtara bağlıdır. Anahtar açık pozisyondayken dc akım antene enerji verir. Güç yükselticisi kapalı konuma gelir, antende depolanan akım dijital tetikleyici ile uyumlu olan çok kısa dürtüler yayar. İletim hatlarına dayalı sinyal eşletirmeleri süreyi kısaltırken her bir dürtüdeki enerjiyi maksimuma çıkartır. Şekil-6 çip tarafından yayılan 8 ps'lik sinyalleri anlatır ve Şekil 7 130-nm'lik SiGe BiCMOS işleminde üretilen, 0. 55mm X 0. 85mm'lik alan kaplayan mikroskopik bir resmi gösterir. Çip 20mW'lık tepeli etkili izotropik yayılan güç (EIRP) ile dürtüler yayar. D2I mimarisi osilatör tabanlı sürekli dalga tasarımının üzerinde birkaç anahtar avantajlar sunar.
Yayılan gücü ve ışık demetinin yayılma kapasitesini arttırmak için bir dürtü radyatörü dizisi kullanılır. N elementli uyumlu bir dürtü radyatör dizisi tarafından yaratılan bir delik N² 'nin bir faktörü olarak alınan gücü koruyabilir. Üstelik uyumlu şekilde eşleştirilen tüm sinyallerdeki noktalar, değişen her bir radyatördeki gecikmeler tarafından değiştirilebilir. Şekil 8 de gösterildiği gibi bir 4X4 dizi her bir elementteki dürtülerin havada uyumlu bir şekilde eşleştirildiği yerde imal edildi. Bu 4X4 dizide tek bir tetikleyici sinyal çiple beslenir ve H ağacı şemasındaki 16 radyatöre taşınır. Ek olarak dijital olarak programlanabilir bir gecikme bloğu 200 fs doğruluktaki bir boşlukta yayılan her sinyali sıralamak için kullanılır. Bu çip EIRP tepesi 17 dBm ile 14 ps’lik sinyaller üretir. Çip 65-nm hacimlik CMOS işlemi teknolojisinde uygulandı ve 3. 3 mm X 2. 0 mm'lik bir alan kaplar. Yayılan sinyallerin süresini 4ps’ye düşürmek için lineer olmayan anahtarlama empedansı(NLQSI) tekniği [31]’de belirtildi. Bu metotta NLQSI element antendeki pozitif sinyale geçer ama halkalanmalardan kaçınmak ve sinyal süresini düşürmek için sinyal negatif olduğunda haznenin kalite faktörü değişir. Bu metot üretime ve 4 ps’lik bir FWHM ile dürtünün yayılımına izin verir. Şekil-9 çip tarafından yayılan zaman domainli sinyallerin yeni bir lazer örnekleme methodu kullanılarak ölçüldüğünü gösterir. Dürtü radyatörleri 21 bant genişliği 160 GHz’den fazla olan bir sinyal gürültü oranı ile 4 ps’lik sinyaller yayar. Bu çip, çipteki dört yönlü bir indüktif dürtü eşleştirme şemasını kullanarak genliğin yeniden yapılandırma kabiliyetine izin verir. Bu çip 130-nm’lik SiGe BiCMOS işlemlerinde imal edilir ve 1mm²’lik alan kaplar. Şekil-10 da çipin bir mikroskopik resmi gösterilir. Gücü daha fazla arttırmak ve yayılan sinyallerin süresini azaltmak için, bir 4X2 SiGe BiCMOS D2I çipi [6] da bildirildi. Bu çip her bir elementteki programlanabilir gecikme blokları ve; FWHM’si 5. 4 ps ve EIRP tepesi 1 W olan yayılan sinyallerle donatılmıştır. Şekil-11 çipin bir mikroskopik fotoğrafını gösterir. Çip 90-nm SiGe BiCMOS teknolojisinde üretilir ve 1. 6 mm x 1. 5 mm'lik bir alan kaplar. (Bitiş - Serhat SEFER - 141024040) (Başlangıç - Hasan Çağatay ŞAHBAZ - 141024049) Yüklə 185,18 Kb. Dostları ilə paylaş:
|